滤波器设计论文范文
时间：2022-07-06 02:54:32
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篇1
LC滤波器设计软件的种类繁多，早已步入寻常百姓人家，本文从使用简单、方便的角度来推荐几款免费设计软件。
a）AADE公司的FilterDesign它可以帮助工程师简单、快速地设计几乎是任何类型的集总参数的低通、高通、带通和带阻滤波器，同时也可以显示滤波器的插入损耗、回波损耗、群延迟和输入阻抗等。使用该滤波器设计软件时，当频率升高，内部的寄生耦合电抗和分布电抗就将破坏它的设计精度。由于寄生效应自然地降低了滤波器的中心频率，所以设计的频率比实际需要的频率要高一些。
b）RF-Filter.exe软件该软件使用非常简单，仅需选择所需用的函数类型、阶数、源阻抗和负载阻抗等参数就可设计出所需参数和仿真波形。用该软件设计一个输入输出阻抗为50Ω、7阶巴特沃斯、截止频率为200MHz的低通滤波器时的仿真波形和电路，用归一化参数计算和仿真设计的参数几乎完全一致，如图1所示。
c）FilterSolutions10.0滤波器设计软件该软件如图2所示。
d）Helical.exe螺旋滤波器设计软件该软件如图3所示。
用该软件设计时输入输出阻抗需要匹配，如果参数设置不合理时，就可以拒绝进入主界面，该款软件适合于窄带滤波器设计。c）FilterSolutions10.0滤波器设计软件该软件如图2所示。d）Helical.exe螺旋滤波器设计软件该软件如图3所示。用该软件设计时输入输出阻抗需要匹配，如果参数设置不合理时，就可以拒绝进入主界面，该款软件适合于窄带滤波器设计。
2进行LC滤波器工程设计时，考虑PCB的事项
a）频率越高时，较薄的介质层将增加插入损耗，增加介质层的厚度将减少这些损耗，但与此同时会增加电路板的穿孔电感或者会产生我们所不期待的信号传输模式。介电常数Er较高时将会增加介质中的损耗，而且也会稍微增加导体中的损耗。当LC滤波器需要尽可能小的插入损耗时，虽然选择较厚的PCB板会减少损耗，但也增加了穿地电感，介电常数Er应较小些。上面提到的穿透孔产生的穿地电感可由如下公式计算：这个公式说明了穿透孔的直径越小、穿透孔的长度越长则穿地电感越大。所以通过PCB板设计滤波器时，要使穿地电感越小则PCB越薄，滤波器的高频衰减特性越好。所以选择PCB板的厚度时必须考虑插入损耗和穿地电感的折衷。同时通过该公式可以算出穿地电感的实际值，在设计LC滤波器参数时，可以使穿地电感看成是线圈电感的一部分，使串联到电容器的电感值选得小一些。
b）LC滤波器通过PCB板工程制作时，所有元器件的引线必须最短以减少损耗和引线电感。传输的微带线保持50Ω的恒定阻抗，以减少失配损耗及由不连续阻抗引起的反射。在1GHz时，即使1cm的短线，也会有约10nH的电感，形成一个几乎很纯正的电感器。滤波器的微带线中的所有弯曲都应该斜接或者变成圆弧状，以防止辐射到相邻的电路中。一般地线通过最短的路线，通常是通过一个穿透孔接到PCB的接地板，主要是为了降低返回路径的对地电感。同时从PCB顶端的接地板到底端的接地板，应该以1/4波长或者更小长度的间隔，有规律地设置穿透孔。整个PCB的设计尽可能地减小实际的尺寸以减少损耗和辐射。元件应该交叉配置在微带线的两侧，以改善高频域的隔离程度。电容器接地旁边要有穿透孔，空余的地方尽可能地配置上引线孔。LC带通滤波器的制作要选用寄生电感量小的电容器，使含有寄生电感的LC谐振电路的谐振频率重合在几何中心的频率上。
c）进行LC滤波器的工程设计时，必须要考虑到PCB线、元器件和导线之间的耦合。可通过使用屏蔽、减少载流环路的区域、印刷板引线成直角和传输RF电流的印刷板引线互相保持一定的距离来减轻这些不好的能量耦合。当RF信号遇到LC滤波器的耦合电容时，为了减少阻抗变化范围和降低电压驻波比VSWR，元器件应该与微带线具有相同的宽度，并且焊接的轮廓应该平滑以便不干扰信号流。
进行LC滤波器工程参数设计时的考虑事项
a）如果滤波器要隔直流信号，那么应在输入端加一个很大的电容，使得在最低频率上的电抗小于1Ω。如果该LC滤波器是高通滤波器，为阻止直流信号，就应该在输入端接一个串联电容，而不是并联一个电感。
b）如果要设计精度更高的滤波器就要采用更加复杂、准确的现代滤波器理论技术或者更昂贵软件程序来考虑寄生效应的影响。对于低要求应用场合和极点数少的情况下，仅通过软件仿真设计就足够了。频率大于30MHz时，表面安装的元件导致的分布式电抗会使滤波器的中心频率显著地降低，必须考虑寄生响应的影响。可通过减少绕组直径和圈数来减少电感器的匝间电容，可通过更小的元器件来减轻所有元器件的接地电容，可使用以电感相交成直角的方式来减轻电感的相互耦合，可通过使用一个并联的电容器来减轻引线内的固定电感，减小电容器的寄生电感，通过上述方式可减轻寄生响应的影响。
c）LC滤波器在高频率设计时，选用高Q值的电感可以减少插入损耗和降低边缘的圆滑程度。电容器要选用自感量小的元件，如果电容的容许误差较差或者温度特性差就会使得通带特性、中心频率、回波损耗发生变化。可采用将一个电容分为两个只有一半容量的电容器后再并联的办法，从理论上说，电感量可以减少一半，阻带衰减量实际上可改善约10dB。
d）根据衰减频率部分，考虑到费用、插入损耗、群延迟变化和物理尺寸的要求，滤波器应该设计成最小阶数。在没有放大器连接之前，若将设计好的滤波器级联，就会导致交互感应。
进行LC滤波器工程设计时考虑的滤波器函数选型事项
篇2
发射换能器激发的声波到达接收叉指换能器时，其中一部分转变成电信号输出，成为主信号；另外一部分反射回到发射换能器，此反射回的声波又经过发射换能器反射到达接收换能器，然后以电信号输出，该信号比主信号多走两倍路程，它总共在基片上来回走了三次，所以称该信号为三次行程信号[1]，如图1所示三次行程信号由于比主信号多用了两倍的时间，故在频域上产生一个相位延迟，它与主信号叠加，使滤波器带通内产生波纹，所以说三次行程信号是一个干扰信号，要想法消除它。
图1 三次行程信号与主信号示意图
为了进一步对三次行程信号进行分析，采用等效电路的分析方法，这里用导纳矩阵Y来表示SAW器件，如图2所示，是阻抗匹配电纳，是外电路的输入、输出电阻。
图2 包括外电路的SAWF电路图图3 电路简图
由图3得到电路方程： （1）
因为，上式变为：
（2）
所以输出电压为：
（3）
可以得到滤波器的频响表达式：
（4）
其中三次行程信号问题主要是由于项产生的，引起了通带波纹，表示IDT的声辐射电导，、t分别表示输入、输出IDT的声辐射电纳，k为常数。这些参数都可以从等效电路模型中得到：
（5）
（6）
其中表示等效电路一个周期段的静电容，为机电耦合系数，由第二章等效电路模型的导纳矩阵Yij得到：
（7）
（8）
把式（7）、式（8）代入上式（4）就可以得到SAW滤波器的频率响应特性，图1-4给出了用matlab仿真的等效电路模型设计的均匀叉指结构的滤波器的幅频特性曲线，频响中不考虑三次行程信号问题（k=0），滤波器的中心频率为37Mhz；IDT指条数N为255；静电容CS为10-12F；滤波器的频如图4所示，设计的滤波器带外抑制大于40dB。
图4 均匀叉指结构的滤波器的幅频特性曲线（不考虑三次行程信号）
当把三次行程信号考虑在内，计入项对频响的影响如下图所示，k分别取1和3时滤波器的频响分别如图5和图6所示，通带内产生了明显的波纹，当k=1时，通带波纹峰峰值为8dB，当k=3时，通带波纹峰峰值为17dB。
图5 考虑三次行程信号的滤波器频响 图6 考虑三次行程信号的滤波器频响
（k=1）（k=3）
由上图5和图6可以看出，三次行程信号的干扰使通带内的特性出现起伏波纹，所以在滤波器设计中要考虑三次行程信号对频响的影响，本论文采用同相位法来抑制三次行程信号，计算发射和接收换能器之间的距离，使得发射波与入射波的相位差180度而相消，如图7所示。
图7 抑制三次行程信号的IDT结构
当信号频率f等于换能器的中心频率时，得到：
（9）
式中—声表面波的传播速度；
—声表面波的波长。科技论文。
从图4-18可得到，主信号的传播时间为：而三次行程信号的传播时间是主信号传播时间的3倍：
（10）
式中 K—正整数；
T—声表面波信号的周期。科技论文。
从式（9）可知，只要成立，那么主信号的相位就等于三次行程的相位，可以达到减少三次行程信号的影响。
从图7可以得到：
（11）
（12）
（13）
式（10）（11）（12）中——发射换能器和接受换能器之间的距离；
n——叉指电极数目和指间数目之和。科技论文。
将式（11）、式（12）和式（13）代入，得到
（14）
即
（15）
式中 K，n——正整数；
只要发射换能器与接受换能器之间的距离满足式（15），就可以达到减少三次行程信号的目的。
[1]W.R.Mader.Universal methodfor compensation of SAW diffraction and other second order effects[J].Ultrasonics Symposium.1982:23-27.
[2]武以立, 邓盛刚, 王永德. 声表面波原理及其在电子技术中的应用[M]. 北京：国防工业出版社, 1983..
篇3
中图分类号:TP391文献标识码:A文章编号:1009-3044(2010)19-5381-02
继电保护装置是一种利用电磁感应原理而发展起来的电力系统保护装置,随着电子技术和网络通信技术的飞速发展,目前已经发展到微机型阶段,并且利用软件技术可以实现由软件技术驱动硬件而实现微机继电保护,这就是目前研究很热的技术――基于虚拟仪器技术的继电保护系统。利用虚拟仪器技术实现的微机继电保护装置,具有传统微机继电保护装置所不具备的优势,例如控制更加安全可靠等。
本论文主要将虚拟技术应用于微机保护实验系统,拟对基于虚拟仪器技术的微机保护系统进行开发,并从中找到可靠有效的微机保护实验方法与建议,并和广大同行分享。
1 微机继电保护概述
1.1 微机继电保护的基本构成
微机继电保护装置,其基本结构构成与普通的电力保护装置一样,也是有硬件和软件两大部分构成。硬件部分主要由数据采集系统、数据处理系统及逻辑判断控制模块等几个部分构成,主要由数据采集模块负责对电力系统的相关电参数实现检测与采集,并将数据传送至数据处理系统,数据经过运算之后,由逻辑判断控制模块调用软件控制程序,并发出相应的控制信号,驱动保护装置执行保护动作,从而实现电力继电保护的功能。
随着集成电子电路技术的发展,目前发展的微机型继电保护装置,其硬件系统主要由CPU(微处理器)主机系统、模拟量数据采集系统和开关量输入/输出系统三大部分组成,尽管结构构成已经发生一定变化,但其实实现继电保护的基本原理仍是一样的,由模拟量数据采集系统负责相关保护参数的采集,微机继电保护装置是以微处理器为核心,根据数据采集系统所采集到的电力系统的实时状态数据,按照给定算法来检测电力系统是否发生故障以及故障性质、范围等,并由此做出是否需要跳闸或报警等判断。
1.2 微机继电保护装置的特点
微机保护与常规保护相比具有以下优点:
1) 微机继电保护装置主要由微处理器为核心而构成的硬件系统,因此借助于现代功能强大的微处理器,微机型继电保护装置可以实现一定程度的智能化。
2) 相比于传统的机械式硬件实现的硬件保护装置,微机型继电保护装置能够依靠数据采集模块实现对相关参数的检测与采集,整个过程实现数字化流程,这就为继电保护装置的控制功能的稳定性、可靠性提供了技术条件;另一方面,依靠微处理器内部的软件程序,微机继电保护装置能够进行周期性自检,一旦发现自身硬件或者软件发生故障,能够立即实施报警,从而保障了继电保护装置功能的可靠性。
3) 传统的机械式硬件实现的硬件保护装置,其保护功能较为单一,仅仅是实现基本的保护功能,动作依靠一次性机械元件完成,一旦该部件发生故障,则整个继电保护装置无法工作;而微机型继电保护装置除了能够利用弱电驱动控制实现继电保护的功能外,还能够依靠数据采集系统对整个电力系统的相关电力参数都实施监测与采集,通过程序的分析,实现对电力系统整体性能的检测,保护功能大大丰富。
4) 传统的机械式硬件实现的硬件保护装置,其功能调试复杂,工作量大,而且极容易造成内部晶体管集成电路的失效,而现代微机继电保护装置,依靠内部的核心微处理器,能够开发专用的人机交互系统,利用人机交互系统实现继电保护装置的调试,简单易行,还可以自动对保护的功能进行快速检查。
5) 利用微机的智能特点,可以采用一些新原理,解决一些常规保护难以解决的问题。例如,采用模糊识别原理或波形对称原理识别判断励磁涌流,利用模糊识别原理判断振荡过程中的短路故障,采用自适应原理改善保护的性能等。
2 基于虚拟仪器的微机保护实验系统开发设计
2.1 总体结构设计
本论文探讨的是基于虚拟仪器技术的微机继电保护系统,因此首先面临选择合适的虚拟仪器开发平台的问题,这里选择基于G语言的LabView开发平台是目前国际最先进的虚拟仪器控制软件,集中了对数据的采集、分析、处理、表达,各种总线接口、VXI仪器、GPIB及串口仪器驱动程序的编制。基于虚拟仪器的微机继电保护装置系统,是利用虚拟仪器开发平台,构建虚拟的微机继电保护装置,实现完整的微机继电保护装置的全部功能,并对设计的虚拟继电保护装置进行评估和改进,从而完成微机继电保护系统设计的一种设计手段。
利用虚拟仪器技术进行微机继电保护系统的开发设计,从具体设计流程来说,主要从以下几个环节入手进行总体结构的设计:
根据微机继电保护系统的设计目标、设计功能,列出所需要的相关硬件,构建整体微机继电保护系统结构框架;另一方面,尽量采用模块化的开发设计模式,将微机继电保护系统按照不同的功能环节,设计各功能模块之间的结构关系。
如下图所示,是本论文所探讨的利用虚拟仪器平台所开发的微机继电保护系统结构原理图。这种方式既便于模块的单独调试,节省系统开发周期,又便于系统功能的改变,使系统具有更强的移植与升级功能。
如图1所示,基于虚拟仪器技术的微机保护系统结构主要由一次系统、转换模块、数据采集模块、保护测量模块及保护决策软件系统等几部分构成,一次系统主要负责面向电网系统模拟设置合适的传感器,将相关拟生成电网的二次侧电压、电流信号,信号经过转换、调理电路变换成符合要求的-5V～+5V模拟信号送数据采集模块,数据采集模块主要由DAQ数据采集卡构成,能够自动将模拟产生的模拟电压信号进行A/D转换,并进行初步的数据处理转换再传送给以虚拟微处理器为核心的保护决策模块,最终将生成的继电保护控制决策信号输出到保护策略模块,最终实现微机继电保护系统的功能。
2.2 数据采集模块的设计与实现
本文中微机实现的继电保护实验系统输入信号来源于继电保护测试仪,根据保护系统测试输入信号的特点,本论文采用数据采集卡来负责数据的采集与高速传输。
2.2.1 数据采集卡的选择
要实现基于虚拟仪器技术平台的微机继电保护系统,一次系统在完成相应电力系统电参数的传感检测之后,数据采集模块要能够按照微机继电保护系统的功能于设计要求实现相应数据的转换与采集,因此,数据采集卡的选择成为整个微机继电保护系统保护功能实现的关键。目前的数据采集卡,主要有12位或16位的DAQ数据采集卡,在具体决定选用12位还是16位的DAQ设备时,主要从采集精度和分辨率这两个指标考虑,可以由给定的系统精度指标衡量出DAQ卡需要的整体精度。
在本论文中,这里选取PCI-1716数据采集卡。PCI-1716是研华公司的一款功能强大的高分辨率多功能PCI数据采集卡,它带有一个250KS/s16位A/D转换器,1K用于A/D的采样FIFO缓冲器。PCI-1716可以提供16路单端模拟量输入或8路差分模拟量输入,也可以组合输入。它带有2个16位D/A输出通道,16路数字量输入/输出通道和1个10MHz16位计数器通道。PCI-1716系列能够为不同用户提供专门的功能。
2.2.2 虚拟数据采集程序的实现
在选择了数据采集卡硬件设备之后,需要借助于虚拟仪器平台为整个系统设计虚拟护具采集程序。在具体进行设计时,由系统内部虚拟程序产生数据采集卡锁需要的相应信号,具体来说就是CT、PT信号,因此,在具体编程时,首先将CT、PT信号传输至相应的滤波器,LabVIEW提供了各种典型的滤波器模块,根据需要可以设置成低通、高通、带通、带阻等类型的滤波器;其次,将经过数据滤波处理之后的数据进行输出。数据采集模块的程序如图2所示。
2.3 微机保护模块的设计与实现
既然在数据采集模块之后需要进行数据的滤波,尽管LabVIEW提供了各种典型的滤波器模块,但是仍然需要借助于虚拟滤波模块设计专用的滤波算法,而且在微机继电保护系统中,对电力系统的继电保护功能的实现,主要是由相应的滤波保护算法实现的,因此有必要为虚拟微机电力保护系统设计滤波保护算法程序。
本论文采用如下的设计方法对滤波保护算法进行设计:
1) 利用LabVIEW自带的滤波器进行数据的排序滤波。
2) 按照系统保护功能所需要的数据频带,设置相应的低通、高通、带通、带阻等灯滤波保护功能。按照上述方法,基于虚拟仪器平台的微机继电保护系统,其滤波器输入得到的数据序列,多数是传感器采集到的电参数,如电压和电流,而电压和电流数据是离散的数字量序列,其中包含了大量的谐波干扰信号,因此有必要进行滤波。在本论文中,采用了二级滤波保护算法,即分别进行前置滤波和后置滤波,实现对数据的二级滤波保护,从而提高整个微机继电保护系统的稳定性和可靠性。前置滤波模块如图3所示,后置滤波模块如图4所示。其中前置滤波模块提供了差分滤波器、积分滤波器、级联滤波器、半波和1/4周波傅立叶滤波器、半波和1/4周波沃尔氏滤波器,可以根据需要自行选择;后置滤波模块提供了平均值滤波器、中间值滤波器,也可以自由选择。
3 结束语
利用虚拟仪器技术进行微机继电保护装置系统的设计开发,能够很好的避免了实物硬件开发设计所带来的周期较长、调试较复杂以及成本较高等劣势,所有的开发设计任务全部在虚拟仪器平台上完成。本论文将虚拟仪器技术应用到了微机保护装置的设计,对于进一步提高微机继电保护装置的可靠性与稳定性具有优势,同时借助于虚拟仪器技术的开发,能够更好的实现电气继电保护功能的完善与提升。
参考文献:
[1] 李佑光,林东.电力系统继电保护原理及新技术[M].北京:科学出版社,2003.
[2] 王亮,赵文东.微机继电保护的现状及其发展趋势[J].科技情报开发与经济,2006,16(18):150-151.
篇4
尊敬的各位老师：
下午好！
我是通信工程专业14级秋季班的郭胜强，学号1409421031001，这篇论文是在我的指导老师李彦菲副教授及南广学院何光威副教授的悉心指点下完成的，论文的选题是经该论文选题是经李老师审核通过并给我提出此文的写作基调和原则，何老师在我撰写论文的过程中付出了大量心血，本文经过一二三稿并最终定稿，这期间何老师对我的论文进行了详细的修改和指正，并给予我许多宝贵的建议和意见，给予了我极大的帮助。在专业知识水平上，二位老师敢于尝试、锲而不舍、推陈出新的的精神是我永远学习的榜样，并将积极影响我今后的学习和工作，在此我谨向李老师、何老师表示崇高的敬意和衷心的感谢。不管今天答辩的结果如何，我都会由衷的感谢二位老师的帮助和指导，感谢各位评委老师的批评指正。
下面我将这篇论文的毕业论文选题的目的、意义、写作内容、成果、结论、存在的不足向各位老师作简要的陈述。
首先，我想谈谈为什么选这个题目及这篇文章的目的和意义。
我当时之所以选择《基于FPGA的数字音频信号源设计实现》这个题目是因在日常遇到的问题中有很多需要进行声音处理，所以选用FPGA器件实现音频信
号源处理的方案，即对声音信号进行了采集、处理、传输存储和还音回放工作以及如何在噪声环境中如何能有效地地把需要的语音信号提取出来，消除或者衰减噪声，从而显著提高数字音频信号源的质量方面的工作。另对系统如何进行声音信号采集、声音信号模数转换、编码、压缩、声音信号滤波、音频信号输出、传输、还音等工作进行了探讨。
其次，我想谈谈这篇文章的结构和主要内容。
我的论文主要分为以下5个部分：
第一部分主要音频采集、数据处理部分基本原理
首先使用话筒把收集到的语言信号作为输入信号，然后将收集到的音频信号转换为连续的电信号，耳机播放的声音是由经过滤波后转换的模拟音频信号；LM4550(AC-972.1)芯片将输入的模拟音频信号经过采样、量化、编码转换为数字音频信号；FPGA中的AC-97模块用来发送及接收256bit的串行数据流，具有I/O的18位立体声PCM数据端口；AC-97Commands的命令则是用来执行初始化命令和设置放大器增益等；FPGA通过配置接口编写Verilog程序来控制LM4550(AC-972.1)芯片的正常工作；FPGA和LM4550(AC-972.1)芯片通过数据传输接口实现音频信号编码后的的发送与接收；FIR滤波器将LM4550传输来的数字化音频数据处理后，经过数据传输接口传送到LM4550(AC-972.1)芯片的模数转换后，其模拟信号由耳机线路输出。
第二部分数据传输部分，本设计的数据传输部分拟采用以太网传输，具体来说使用3类双绞线的l0BASE-T方式，在上一节中提到的通过帧结构封装，多路时分复用后的数据流转换成串行数据后，通过以太网芯片，对数据流进行IP包的封装，封装好的IP包，通过RJ45的接口，经华为QuidwayS2700series交换机，再通过RJ45的接口按照协议传送到服务器，并将数据流信息存储到服务器上。
第三部分是还音部分
还音是整个音频系统的最后一个环节[6]，还音的过程是这样的，通过网络将服务器中的数据流信息传送过来，由于先前对多路音频进行了时分复用，所以在此首先对数据流信息进行解复用，解复用后，生成多路音频数据流，将每一路音频数据流进行帧结构解析，去除帧头，帧尾，通道号，时间同步信号信息，纠错码信息，同时将时间同步信号信息和通道号信息提取出来，这样就解析出来带有通道的多路音频数字信号，这些信号之间的延迟信息通过时间同步信号信息来体现，然后将每一通道的音频数据信息进行归一化处理，形成可以播放的wav文件，根据通道号和时间同步信号信息通过不同的扬声器播放出来，到此，就完成了还音的过程。
第四部分主要是各模块的设计
（一）音频采集、处理硬件平台的实现（二）传输部分平台的实现（三）还音部分平台的实现
第五部分主要是系统的综合测试和整体实现（一）采集、处理部分的整体实现
（二）系统功能验证和效果分析及硬件实物验证（三）传输存储和还音部分综合测试和整体实现
我的论文结论是：本课题研究了基于FPGA的数字音频源设计实现，并利用FPGA设计了对声音信号进行了采集、处理、回放以及如何在噪声环境中如何能有效地地把需要的语音信号提取出来，消除或者衰减噪声。同时进行了传输存储和还音重放的设计工作，
系统在设计过程中以Xilinx公司Spartan-6系列XC6SLX45芯片为核心芯片，通过XC6SLX45芯片控制LM4550将麦克风采集到的语音信号实时的处理转换为数字信号，并将数据传给主控制芯片XC6SLX45，对数字音频信号进行滤波处理，滤除非有用信号。利用FPGA(FieldProgrammableGateArray，可编程门阵列)可反复编程、擦除、使用的特点成功的解决了语音滤波器可重构的特点。本文中基于FPGA的音频采集系统中的滤波器的设计实现了结构灵活、实时性好、通用性强、占用资源少、运行速率高等优点。
本文对系统如何进行声音信号采集、声音信号模数转换、编码、压缩、声音信号滤波、音频信号输出、传输、还音等工作进行了探讨。本论文主要完成工作如下：
1.实现了音频的采集，信号稳定。
2.对音频信号的处理完成了简单的同步处理，3.对音频信号采用时分复用方法进行数据处理。4.完成了对信号的测试。
5.接收的音频数据能够通过软件解析接出来。
6.本系统把从话筒收集到的语音信号进行实时处理转换为数字信号，并将数据传给主控制FPGA芯片XC6SLX45，然后对数字音频信号进行滤波处理，通过设计数字滤波器来处理噪声信号，消除或者衰减噪声。
7.借助MATLAB软件来设计FIR数字滤波器，使用FDATooI工具箱设计滤波器的系数。利用MATLAB/Simulink建模及算法级仿真，验证了设计滤波器的可行性。
8.采用时下比较流行的SystemGenerator设计FPGA的方式，构建了音频采集系统中的滤波器的硬件模型。完成了采集模块、时钟控制模块、按键防抖动模块、滤波系统模块的设计与仿真，并在ISE软件中进行了综合，验证了软件设计的可行性。
最后，我想谈谈这篇文章存在的不足。本文设计把首先对模拟音频信号进行量化采集，其次量化音频信号通过FPGA数据处理，是否通过FIR数字滤波器输出，然后通过异步串口输出存储，最终通过软件解码，对音频量化信号归一化处理，将声音回放出来。整个过程已经实现。但是还存在一些问题，需要进一步的改进和加强。
篇5
中图分类号：G642.0 文献标志码：A 文章编号：1674-9324（2017）17-0271-02
微波测量课程具有较强的理论性和实践性，目的是使学生掌握现代微波测量的基础理论和微波测量仪器原理、方法与应用，在科学实验或生产实践中能制定合理测试方案，选用合适的测量仪器设备，正确处理测量数据，培养学生实验和工程应用的方法与操作技能。由于微波测量仪器设备种类繁多，价格昂贵，部分实践教学侧重于演示性实验，或者由于可供学生使用仪器设备缺乏取消实验内容。综合设计型实验教学内容设计更是缺乏。
鉴于以上几点，本文提出以腔体滤波器为微波测量课程典型实验教学对象，开发设计一个综合性实验教学课程内容，即通过腔体滤波器的理论计算和实验调试的小型微波工程设计样例，使学生掌握矢量网络分析仪校准技术与操作，矢量网络分析仪的时域测量技术，微波腔体滤波器的时域调谐技术以及其主要性能指标参数测量，具有很强的综合性能力训练特点。
一、基于输入反射群延迟带通腔体滤波器调试
现代微波滤波器的设计大多使用网络综合法，以衰减、相移函数为基础，通过网络综合理论得到滤波器低通原型电路，然后通过频率变换函数，将低通原型转换为低通、高通、带通、带阻等各种滤波器电路，最后利用相应的微波结构来实现集总元件原型中的各元件。这种设计方法，计算相对简单，有较好的近似度，且能导出最佳设计。由于滤波器中心频点的反射群延迟可以通过低通原型、LC带通结构以及耦合系数得到简便的显式表达式，相对而言，其理论设计与调试过程简便清晰。
本实验中需要通过滤波器反射群延迟时间来进行滤波器性能调试，因此首先要对矢量网络分析仪进行单端口校准；待滤波器调谐螺钉调试完毕后，再进行矢量网络分析仪的全二端口校准，完成滤波器各项性能指标测试。
本实验中所调试的滤波器为S波段5阶腔体滤波器，设计中心频率2.45GHz，带宽100MHz，插损小于1dB，2.05GHz、2.85GHz抑制度大于80dB。滤波器各阶反射群延迟如表1所示（S11=-21dB），具体计算过程参考文献[3]。实验中逐级调试各级调谐螺钉深度，使得滤波器在中心频点处反射群延迟时间尽可能与表1计算数据接近，之后将调谐螺钉锁定；所有调谐螺钉锁定后，将矢网进行全二端口校准后即可进行滤波器各项指标测量。
二、实验步骤
首先进行矢量网络分析仪的单端口校准，为滤波器调试进行准备。完成单端口校准并将显示设定为群延时后，按如下步骤进行腔体滤波器调试：
1.将滤波器所有调谐螺钉锁定螺母松开，将调谐螺钉旋入腔体与谐振杆保持良好接触即可，即各谐振腔短路。
2.将梳状滤波器一端接入port1电缆端口，将第一个调谐螺钉逐渐旋出，直至屏幕上中心频点处显示群延迟时间为如表1第1栏数据，并用螺母将第一个调谐螺钉位置固定。
3.将第二个调谐螺钉逐渐旋出，直至屏幕上中心频点处显示群延迟时间为如表1第2栏数据用螺母将第二个调谐螺钉位置固定。
4.依次将所有调谐螺钉调整合适及螺母锁定；腔体滤波器调谐完毕，准备好下一步性能指标测试。
S波段腔体滤波器调谐完成后，为全面获得滤波器的S参数，网络分析仪需要进行全二端口校准，将调试好的滤波器接入矢网测试电缆端口，首先测试S21曲线，按[Marker]选择读数S21曲线-1dB上下两个频点，获取1dB带宽数据；读取2.05GHz和2.85GHz频点S21数据，获得这两个频点带外抑制度；导出测量数据；其次，测试S11曲线，按[Format][SWR]，读取带宽内驻波数据；导出驻波测量数据。
三、实验数据及结果分析
腔体滤波器矢量网络分析仪调试时获得的各阶反射群延迟测量波形如图1―图3。
矢量网络分析仪测试得到S21曲线以及带宽、插损、带外抑制度参数如图4所示，该滤波器1dB带宽为104MHz，带内插损小于1dB，满足设计要求；在2.05GHz和2.85GHz处带外抑制度分别88dB和96dB，满足大于80dB设计要求。
四、结论
通过本实验，可以使学生掌握矢量网络分析仪单端口、全二端口校史椒ê筒僮鞑街瑁深刻了解矢量网络分析仪的时域测量功能，理解掌握微波滤波器常见性能指标参数意义及测量方法。
参考文献：
[1]甘本祓，吴万春.现代微波滤波器的结构与设计[M].北京：科学出版社，1973：1-15.
[2]戴晴，黄纪军，莫锦军.现代微波与天线测量技术[M].北京：电子工业出版社，2012：153-166.
篇6
1.引言
本文通过建立自适应卡尔曼滤波子滤波器的联合滤波结构，采用模糊自适应算法实时检测各子滤波器量测噪声统计特性变化情况，跟踪真实值，计算子滤波器置信度。将得到的置信度与地理信息相关联存储到数字轨道地图中，列车运行时，调用该置信度对各子滤波器的输出加权，得到最终的全局输出。
2.列车组合定位信息融合平台
用GPS接收机、ODO（里程计）、IMU（惯性测量单元）与数字轨道地图构成组合定位系统。IMU作为主参考系统，分别与GPS、ODO构成子滤波器1和子滤波器2，子滤波器数学模型如下：
（1）
式中：Xk为k时刻的状态向量;为状态转移矩阵;i为第i个子滤波器;为第i个子滤波器的量测向量;为量测矩阵;为噪声矩阵;为噪声向量;为量测噪声向量;为对量测噪声的加权系数。
3.基于置信度加权的信息融合
3.1 自适应卡尔曼滤波器
假定系统噪声统计特性Q已知，量测噪声统计特性R未知，设计自适应卡尔曼滤波器：
（2）
其中，Sk为对量测噪声统计特性的调节系数。若b>1，表示放大Sk对的调节作用;若b<1，则表示缩小Sk对的调整作用;若b=0，意味着放弃Sk对的调整作用，此时上述滤波方法等同于常规卡尔曼滤波[1]。Sk的取值由模糊计算模块得到，模块的输入为残差实测方差与理论方差的比值。
将残差的理论方差定义为，则由文献[1]知：
（3）
将残差的实测方差定义为Cr：
（4）
定义残差实测方差与理论方差比值为qk：
（5）
3.2 考虑可信度的信息融合
本文用模糊隶属度函数设定子滤波器置信度函数，由式（5）的值判断子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的可信度。记子滤波器IMU/GPS可信度为P（F1），残差比为q（1），子滤波器IMU/ODO可信度为P（F2），残差比为q（2）：
（6）
根据子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO可信度函数，得出子滤波器实时可信权值W1r、W2r：
（7）
当前位置两个子滤波器的可信权值为W1p、W2p，则最终置信权值：
（8）
子滤波器的信息分配系数：
（9）
k时刻信息融合结果为：
（10）
4.仿真计算
使用标准联合卡尔曼滤波信息融合方法和本文提出的环境信息置信度加权的信息融合方法进行仿真计算，误差曲线如图1所示。
图1 东向定位误差
由图1可知，在2000s到4000s以及5000s到6000s之间GPS和里程计量测噪声分别发生明显变化，置信度加权方法通过改变子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的信息分配系数，弱化量测误差大的传感器，传感器置信度加权融合方法明显优于标准联合卡尔曼滤波。而在4000s到5000s之间，由于GPS和里程计量测噪声都发生明显变化，两个子滤波器IMU/GPS、IMU/ODO的置信度同时降低，通过传感器置信度加权融合方法并不能明显改善误差。
5.结论
篇7
电阻抗层析成像(Electrical Impedance Tomography，EIT)技术是目前过程检测仪表领域中的新技术。该技术基于电学敏感原理，采用位于边界处的电极阵列对被检测物场的电阻抗分布信息进行检测，适用于液-气混合或液-固混合场的二维/三维截面信息测量，具有信息量大、非侵入性、成本低、安全性好等特点，可以实现对被测物场分布的在线可视化测量与监控，在生产过程和环境监测等诸多领域存在广泛应用前景，是目前关注和研究的热点。
在EIT系统中，由于电阻抗测量问题是影响电阻抗层析成像系统测量精度和重建图像质量的关键和难点之一，所以对微小电阻抗测量电路的研究是极为重要的。并且电阻抗层析成像系统要求实时处理数据，对数据处理的速度也有较高的要求。因此，本文针对EIT系统中电阻抗测量电路及其测量数据处理模块进行研究。利用Pspice仿真软件输出的直观数据，设计出合理的信号测量电路，并在此基础上进行参数优化，归纳得到EIT系统测量电路参数优化的一般准则，以满足成像系统在不同应用领域的同一要求，实现更灵活的、有效的工业过程自动化监控功能。
一、基于pspice的电阻抗层析成像测量电路优化仿真
EIT系统由四个功能模块组成，分别是信号发生模块、电极选通模块、信号测量模块以及数据采集与通信模块。其中，数据测量模块由前置差分放大、带通滤波器、相敏解调、低通滤波器四个子模块组成。
1.可控增益差分放大
接收电极上测得的信号很小，需要进行适当的放大，同时滤除信号中的噪声，以使后面的测量能得到较好的效果，本文选用芯片AD624完成这一功能，其pspice仿真电路及参数设置如图1所示。
图1 ERT仿真电路
2.带通滤波
前置放大电路由于芯片内部本身电阻不匹配的问题，会导致共模抑制较理想情况有很大下降，这样会使部分共模信号耦合到输出端，经放大之后叠加在解调电路输出，影响系统精度。所以在信号解调之前，用窄带带通滤波器滤除噪声。本文采用集成运放及电容、电阻构成的二阶带通滤波器，其pspice仿真电路及参数设置如图2所示。等效品质因数Q值是带通滤波的一个重要指标，Q值越高，滤波器的陡峭系数越高，滤波性能越好，通过仿真发现电容C2与C3是影响滤波效果的关键参数。
3.相敏解调
前置差分放大电路输出的信号依然是交流信号，无法作为成像数据，因此必须经过相敏解调电路将其转化为直流信号，并经过低通滤波器滤除噪声干扰信号，得到的直流电压信号就可以作为成像数据了。
相敏解调方法可以分为开关解调、乘法解调以及数字解调。开关解调会产生较大的噪声，且激励源的频率相对较低，应用较少；数字解调电路设计复杂，对A/D转换和CPU的要求很高。因此，本文选用乘法解调的方式来解决
问题。
设输入信号Vin与参考信号Vr是频率相同，但相位不同的信号：
Vin=Asin（ωt+φ），Vr=sin（ωt+θ）,乘法器输出电压为Vd=Asin（ωt+φ）sin（ωt+θ）=A[cos（φ-θ）-cos（2ωt+φ-θ）]/2。经低通滤波器滤掉高频成分后信号变为：VdLFP=Acos（φ-θ）/2。
由上式可知，输入信号与参考信号间的相位差决定了输出电压值的大小，相位差越小，则输出越接近理论值。因此可以通过采用相位补偿电路来尽可能减小输入端的相位偏差，优化解调输出。
电路中的乘法器选用AD734。AD734为四象限乘法器，全功率带宽为10MHz，静态精度为0.15%，该芯片无需复杂的参数调节电路，控制灵活。
4. 低通滤波
由于传感器电极的模拟开关在切换的过程中会引入高频的开关噪声，对有用信号造成干扰，影响电路正常工作，因此乘法解调的结果需要送到低通滤波环节，给直流电路滤除干扰，以供A/D采样转换。低通滤波所用时间占整个数据处理环节的大部分，因此，缩短低通滤波器的稳定时间可以提高整个信号处理模块的实时性。就滤波效果而言，当然是阶数越高效果越好，但使用更多的储能元件，会增加滤波器稳定的延迟时间。因此，在力求不影响系统精度的前提下，改善滤波环节的实时性，所以本文选用二阶巴特沃思滤波器。
二、仿真实验及结果
1.差分放大仿真与结果
共模抑制比是差分放大电路的关键指标，在仿真中，差模增益设置为200，将AD624的差模输入端进行短接后，在输入端送入峰值为1V到10V不等的频率为50kHz的信号，测出输出端的电压，根据公式计算发现，随输入共模信号的增加，共模抑制比呈上升趋势，满足电路中要求的60dB到80dB范围的要求。
2.带通滤波仿真与结果
在不断改变电容C2与C3的条件下，研究它们对带通滤波器幅频特性的影响，通过实验发现，当C2取值470pF附近时，波形最尖锐，Q值高，通带范围是35kHz～66kHz，满足系统要求。当C3取值10pF附近时，该窄带带通滤波器的滤波效果最好。
3.相敏解调的仿真结果
实验发现，输入信号与输出信号之间满足二倍频的关系，且输出包含直流成分，证明了该乘法器电路正确可行。如果输入信号与参考信号之间有相位差，假设偏差π/2，此时包含有效信息的直流分量被衰减为零。
前文已经提出，可以通过相位补偿的方法，改善解调输出，下面给出一个可行的方案。图3为相位补偿电路仿
真图。
通过调节电容C1的取值，对于同一输入信号，输出信号的相位及幅值有所改变。
4. 低通滤波的仿真结果
实验表明打破低通滤波器输入端电阻的平衡，可以提高输入电阻，减小输出电阻，缩短滤波器的稳定时间，但需要以增益的减小为牺牲。实验结果详见表1。表1中电阻单位是Ω，时间单位是μs。
本文利用pspice软件优化仿真EIT系统数据测量模块中的核心电路，通过优化仿真参数，分析仿真结果，归纳出了此类电路的参数选定一般建议。
参考文献：
[1]赵进创.电容层析成像技术及在两相流可视化检测中的应用研究[D].东北大学博士学位论文,2001.
[2]李二平.ERT数据采集系统的优化与模块化设计[M].天津大学硕士学位论文,2007.
[3]袁成刚.混频激励下电阻抗测量系统[M].:天津大学硕士学位论文,2005.
[4]史志才,王保良.电容层析成像技术在两相流流型辨识中的应用[J].自动化仪表.2000(8).
[5]黄志尧,陈珙.两相流流型辨识新方法的研究[J].浙江大学学报.1996(4).
篇8
电力系统继电保护是保障电力系统安全运行的关键。其中输电线路距离保护是一种理论性较强的保护，由于距离测量是判断线路故障位置的一种较好的定量测量方式，所以距离保护是线路保护中重要的保护装置。即使在超高压输电线的继电保护系统中，距离保护仍是一种不可替代的后备保护。
在微机保护时代，人们可以根据实际情况在众多的保护方案和算法中做出选择，不仅要适应继电保护选择性、快速性、灵敏性和可靠性等要求，而且还要适应精简性、自适应性等新要求。
距离保护适用的数字滤波器和阻抗算法有很多。数字滤波器有差分滤波器、加法滤波器、积分滤波器等。阻抗算法有倒数算法、半周积分算法、傅里叶算法等。这些算法各有优缺点和使用的条件。本文就Tukey数字低通滤波器和R-L模型算法进行仿真与研究，并分析其稳定性和实用性。
1 Tukey数字低通滤波器及R-L模型算法
Tukey低通滤波器具有较短的暂态时延，所以在微机距离保护中得到了应用。所设计的Tukey数字低通滤波器的差分方程为：
（1）
输电线路距离保护R-L模型算法：对于一般的输电线路，在短路情况下，线路分布电容产生的影响主要变现为高频分量，采用低通滤波器将高频分量滤除，就可以忽略线路分布电容的影响，因此，输电线路等效为R-L模型。
（2）
2 算法的稳定性分析
实质就是分析R1和L1的计算公式会不会出现的情况。当在出口附近短路时，分子将趋近于0，因此，如果分母出现两个非常接近的数相减，就会出现的情况，从而导致算式的不稳定，出现很大的误差。为便于分析，假设电流和电流的导数都是正弦的，即：
上式中：为时刻电流的相角，为电流的导数超前电流的角度，为滞后的角度。
（3）
同理可求得：
（4）
（5）
式中，为电压超前电流的角度
对分母的分析
从（1）式可以看出：分母的值与时刻电流的相角无关；在相间短路时，电流的导数总是超前于电流，即，带入（1）式可得：
（6）
因此，越接近，分母的值越大，当时，，，有：
上式与两点乘积算法一样。因此，为了提高分母的数值，以便提高算法的稳定性，常采用长数据窗算法。
对电感计算公式的分析
电感L的计算公式中的分子为：
当金属性短路时，，因此上式同分母一样，其值与无关。
对电阻计算公式的分析
电阻R的计算公式中的分子为：
当金属短路时，很小，可能出现两个相近的数相减。因此，电阻分量的计算相对误差一般要比电抗分量的误差大。
3 数字低通滤波器及解微分方程算法仿真
3.1建立电力系统仿真模型
在Matlab环境下建立一个简单500kv电力系统暂态模型，见图1，其主要包括双端三相电源、输电线路和故障点模块，用其可以完成电力系统的运行及其各种短路故障仿真。
其中，把线路参数设置为典型的架空线路，MN端长342km，NR端长352km，在MN线路距离M侧42km处发生三相短路故障。 输电线路参数：
正序：
负序：
，。
线路对地正序电容：，线路对地零序电容：
M、N侧等值系统的参数为：，
图1电力系统暂态仿真模型
三相故障模块被设置为三相短路故障，暂态仿真时间为0.1s开始故障，0.2s结束故障，采样时间
3.2 Tukey数字低通滤波器滤波仿真
未经过Tukey数字低通滤波器滤波的波形如下：
图2 MN故障线路N端电压电流波形图
图3给出了前面例子中N侧电压电流经Tukey低通滤波处理后的波形。可见，经过低通滤波后，N侧电压电流信号中的高次谐波被滤掉了，与图2比较波形平滑了许多。
图3MN故障线路N端电压电流经Tukey低通滤波后的波形图
3.3 R-L模型算法仿真
图4仿真出滤波后线路阻抗的变化图，横轴是采样时间，纵轴是r(t)和x(t)。
图4 滤波后线路阻抗动态特性图
从图4可以看出，经过Tukey数字低通滤波器滤波后，可以忽略线路分布电容的充放电效应。
从图5可以看出，阻抗动作轨迹进入了方向阻抗圆内，继电器动作。
图5方向阻抗圆与阻抗动作轨迹
4 总结
解微分方程算法仅用于计算线路阻抗，应用于距离保护中，且不受电网频率变化的影响不需要滤波非周期分量。缺点是具有分布电容的长线路，将对算法产生误差。故在使用解微分方程算法时，前段加上Tukey数字低通滤波器，可以将高频分量滤除，忽略线路分布电容的影响，对输电线路距离保护来说，Tukey数字低通滤波器和解微分方程算法配合是个很实用和稳定的方案。
参考文献：
[1] 孙会浩，杜肖功，袁文光，魏欣，于涛.110kV线路距离保护装置的研制[C].2008中国电力系统保护与控制学术研讨会论文集，2008.
[2] 戚俊丽.微机距离保护新算法的探讨与实现[D].山东大学硕士学位论文，2007.
[3] 张哲，陈德树.微机距离保护算法的分析和研究[J].电力系统及其自动化学报，1992,4(1):71-77.
[4] 段玉倩，贺家李.基于人工神经网络的距离保护[J].中国电机工程学报，1999,19(5):67-70.
[5] 谭其骧.微机保护原理及算法仿真[M].浙江：浙江人民出版社，2006,10.
篇9
引言：锁相环是一种相位反馈的闭环自动控制系统[1]，环路锁定之后，平均稳态频差等于零， 稳态相差为固定值，锁相环的这一重要特征使其在电视、 通信、 雷达、遥测遥感、 测量仪表，特别是在人造卫星和宇宙飞船的无线电系统中，得到了广泛应用[2]。近年来，锁相环路的研究日趋深入，应用更加广泛。由于鉴相器模型是非线性的，所以锁相环是一个非线性系统[3]，很难用传统的解析方法来分析微分方程法，因而我们求助于仿真。下面我们使用微分方程法来分析一个二阶锁相环的非线性特性。
1.锁相环模型
1.1锁相环框图
锁相环基本模型如图1所示[4]。假设输入信号为
（1）
而压控振荡器的输出信号表达式假设为
（2）
锁相环的就是使VCO的相位与输入信号的相位同步，使得他们的相位差很小[5]
图1.锁相环框图
1.2鉴相器模型
开发锁相环模型的第一步就是建立鉴相器的模型。鉴相器的特性在很大程度上决定着锁相环的工作特性[6]。有许多种不同类型的鉴相器，而选择在特定环境下所使用的鉴相器模型取决于具体的应用。最常见的鉴相器模型就是正弦鉴相器，它的输出与输入信号的相位差的正弦成正比。正弦鉴相器可以看成是有一个乘法器和一个低通滤波器组成的[7]，则鉴相器输出信号为
（3）
其中，称为相位差论文开题报告范文。我们希望VCO的输出相位是输入相位的一个估计，因此，锁相环正常工作要求相位差趋于零。在稳态时，相位差是否为零取决于输入信号和环路滤波器[8] 。 使用传递函数为F(s)而单位冲击响应为f(t) 的环路滤波器，对鉴
相器输出进行滤波。这样，VCO的输入为
（4）
由定义，VCO的输出频率偏差与VCO的输入信号成正比，这样
（5）
式中，是VCO常数，单位。带入上面式子可得到
（6）
式中。
1.3非线性相位模型
从6式可以看出，与之间的关系与载波频率完全没有关系，因此仿真模型中不需要考虑载波频率。我们要寻找一个能描述与之间合适关系的模型。这种模型如图2所示，称为锁相环非线性相位模型。由于正弦函数是非线性的，所以他是一种非线性模型。这也是一种相位模型，他建立的输入信号相位偏差和VCO相位偏差之间的关系，而不是建立环路实际输入信号与VCO信号之间的关系[9]。
图2. 锁相环非线性相位模型
1.4线性相位模型和传递函数
若相位差很小，可以做如下近似
（7）
则环路方程变为
（8）
对（8）式做拉普拉斯变换，积分变换相当除以s微分方程法，时域卷积相当频域相乘，得
（9）
因此，关联VCO相位和输入相位的传递函数H(s)为
（10）
2．仿真
2.1二阶锁相环
锁相环的捕捉和跟踪特性很大程度上取决于环路阶数[10]。锁相环实现的阶数等于传递函数H(s)中有限极点的个数。因此，锁相环实现的阶数比环路滤波器传递函数F(s)中极点个数大一，这个多出来的极点就是来及VCO模型的积分器[11]，下面我们分析一下二阶锁相环。
对于二阶锁相环，环路滤波器的传递函数一般形式是
（11）
实际应用中，远小于1。对于环路线性传递函数，将滤波器传递函数代入式（10）得
（12）
2.2仿真流程图
环路滤波器不是一个真分式函数，应用长除法得
（14）
其中就有
（15）
其时域表达式为
（16） 我们可以直接实现滤波器模型，并定义，。可以得到二阶锁相环的信号流程，如图3所示。
图3. 二阶锁相环的信号流图
2.3.使用微分方程法对锁相环仿真
现在考虑使用微分方程法对锁相环进行仿真。首先导出微分方程。由图2可得
（17）
因为图2中锁相环模型中的VCO能用一个积分器表示，于是就有
（18）
把式（17）代入式（18），并应用式（11）于环路滤波器，则
（19）
假设二阶环式是“理想的”（即=0），此问题可以得到一点简化。
（19）
由于乘s等于时域微分，所以得到微分方程
（20）
又由定义有
（21）
和（22）
于是式子（20）可以写成
（23）
式中是锁相环的相位差，而是输入信号的相位偏差论文开题报告范文。
3．仿真结果及分析
假设这个系统在时刻有一个频率阶跃信号，此时，也即，其中=1MHz。当=0.1，环路自由振荡频率=200KHz微分方程法，则由上面的仿真模型可以得到以下结果。
3.1相位误差
稳态相位误差可以用拉普拉斯变换终值定理来计算[12]。环路的闭环相位传递函数为H(s)，则相位差传递函数为E(s)=1―H(s)，那么利用终值定理可以得到
（24）
代入以上数据，可以得到= 0.3755 rad，图4中稳态相位差的结果为0.384516 rad，因此，仿真结果和理论推导结论一致。
图4. 相位差
3.2捕获与跟踪过程
图5显示了VCO的输出信号频率的变化过程，能看到在频率捕获过程中的“周期
滑动”现象。这是在输入频率的变化大大超过环路的固有频率时，非线性同步器表现出来的特性。在图中我们也能看到相位锁定时所需要的时间。
图5. 输入频率和VCO输出频率
4.结语
本文通过建立锁相环的非线性相位模型，使用微分方程法，利用MATLAB仿真工具，从定量上分析了锁相环的非线性相位特性。从仿真图形可以看到，仿真结果与理论分析结果相吻合。通过这种分析方法，能为锁相环设计提供定量的分析，有助于电路的优化设计。
参考文献
[1]Donald R. Stephens. Phase-locked loopsfor wirelesscommunications[M].NewYork:KluwerAcademicPublisher, 2002:5-7
[2]Dan H. Wolaver. Phase-Locked LoopCircuit Design [M].New Jersey:Prentice Hall,1991:8-11
[3]RolandE.Best.Phase-LockedLoopsDesign,
simulation,andApplication[M].5.New
篇10
数字化、智能化和网络化是当代信息技术发展的大趋势，而数字化是智能化和网络化的基础，实际生活中遇到的信号多种多样，例如广播信号、电视信号、雷达信号、通信信号、导航信号、射电天文信号、生物医学信号、控制信号、气象信号、地震勘探信号、机械振动信号、遥感遥测信号等。上述这些信号大部分是模拟信号，也有小部分是数字信号。数字滤波器是对数字信号进行滤波处理以得到期望的响应特性的离散时间系统。数字滤波器工作在数字域，它处理的对象是经由采样器件将模拟信号转换而得到的数字信号。它的设计方法有很多，比较常用的有窗函数法、频率抽样法和最佳一直逼近法，但这些设计方法在设计滤波器尤其是高阶滤波器时工作量很大，而利用MATLAB信号处理工具箱进行数字滤波器的设计工作，能够减少工作量，提高设计效率。文中使用MATLAB这一高效工具完成一种FIR滤波器的前期参数设计工作，随后给出了FPGA实现该FIR滤波器的设计方案，最后通过MATLAB和ISE的联合仿真，验证了该FIR滤波器满足设计要求。
1.FIR滤波器基本原理
根据冲激响应的时域特性，数字滤波器可分为无限长冲激响应滤波器（IIR）和有限长冲激响应滤波器（FIR）。相比于IIR滤波器，FIR的突出优点是：具有精确的线性相位；总是稳定的；硬件容易实现；滤波器的过渡过程具有有限区间。
FIR滤波器的基本结构可以理解为一个分节的延时线，把每一节的输出加权累加，可得到滤波器的输出。FIR滤波器的冲激响应h（n）是有限长的，数学上N阶FIR滤波器可以表示为：
2.FIR滤波器的结构形式
FIR数字滤波器的实现一般有直接型、转置型、线性相位型、级联和频率采样等。
（1）直接型FIR数字滤波器
直接型FIR数字滤波器也称卷积型或横截型FIR数字滤波器。因为差分方程是信号的卷积形式，所以称为卷积型FIR数字滤波器。因为FIR数字滤波器的输入是一条x（n）延时链的横向结构，所以称为横截型FIR数字滤波器。图1给出了一个N阶的直接型FIR数字滤波器的图解。
（2）转置型FIR数字滤波器
直接型FIR数字滤波器的一种变换可称之为转置型FIR数字滤波器，可以根据图1来构造：l）互换滤波器的输入和输出；2）颠倒信号流向的方向；3）用差分放大器代替加法器，反之亦可。转置型FIR数字滤波器，这种FIR数字滤波器有两个特点：一是所有的乘法器的被乘数都是相同的，二是无需额外寄存器来缓存采样的数据。
（3）线性相位的FIR数字滤波器
FIR数字滤波器系统的最主要特性就是它能够构成具有线性相位的数字滤波器。所谓的线性相位特性就是指数字滤波器对不同频率的输入信号所产生的相移与输入信号的频率是直线关系。因此，在FIR数字滤波器通带内的信号通过FIR数字滤波器后，除了由相频特性的斜率所造成的延迟之外，可以不失真的保留通带内的全部信号。线性相位的FIR数字滤波器的对称性还可以降低滤波器中所需的乘法器的个数。如图2所示，可以看到在“对称”的结构中，每一个滤波周期均提供了一个乘法器的预算资源，使得乘法器的数量是图1中（直接型FIR数字滤波器）的一半。
（4）级联FIR数字滤波
级联FIR数字滤波器在需要控制FIR数字滤波器的系统函数的零点时，可将式（3）分解成二阶的实系数因子的模式：
这样就可以得到二阶级联结构。这种结构中，每一节都控制着一对一的零点，因此在需要控制系统的传输零点时可采用。但相应的FIR数字滤波器系数会增加，乘法运算的次数会增加，而且需要乘法器的个数更多，因此还会需要更多的存储器，运算时间也会比直接型FIR数字滤波器增加。
（5）频率采样FIR数字滤波器
频率采样FIR数字滤波器结构，是用系数将FIR数字滤波器参数化的实现的结构。一个有限长的序列可以通过相同长度的频域采样值而唯一确定。
将系统函数在单位圆上N等分后取样，是单位取样响应h（n）的离散傅里叶变换H（k）。H（k）跟系统函数的关系可以用内插公式来表示：
频率采样FIR数字滤波器的优点在于其选频性好，适用于窄带滤波；不同的FIR数字滤波器，若其长度相同，则可通过改变系统的系数后，用同一个网络实现，复用性好。频率采样FIR数字滤波器不足之处在于在具体实现时难免存在误差，零、极点可能不能够正好抵消，造成系统的不稳定；结构非常复杂，所需存储器很多。
通过比较FIR滤波器实现方法，不管是从复杂度、稳定性还是消耗资源上考虑，还是用线性相位型结构的FIR滤波器比较好。
3.滤波器系数设计
FDATool（Filter Design&Analysis Too1）是Matlab信号处理工具箱专用的滤波器设计分析工具，操作简单、灵活，可以采用多种方法设计FIR滤波器。这种方法设计的数字滤波器，可以随时调整滤波器特性，而且滤波结果实时显示在图形区，减少了工作量，有利于滤波器设计的进一步优化。
根据给定的滤波器设计指标，FIR滤波器通带带宽为2MHz，截止频率为3MHz，主要完成滤除3MHz以上干扰信号的工作，滤波器阶数为32阶。在FDATool中选用FIR低通滤波器设计，其幅频响应和相频响应如图3和图4所示。
通过MATLAB可以得到32阶的FIR低通滤波器系数，系数为[-0.0032；-0.0096； -0.0116；-0.0057；0.0068；0.0196；0.0233；0.0115；-0.0138；-0.0402；
-0.0494；-0.0259；0.0341；0.1175；0.1984；0.2481；0.2481；0.1984；0.1175；0.0341；-0.0259；-0.0494；-0.0402； -0.0138；0.0115；0.0233；0.0196；0.0068； -0.0057；-0.0116；-0.0096；-0.0032]。
从幅频响应和相频响应可以看出实现低通滤波功能的同时得到了一个具有线性相位特性的滤波器系数。由于MATLAB计算得到的滤波器系数为浮点数，而FPGA只能处理定点数据，所以还需要通过MATLAB将浮点数通过量化取整后转化为定点数。
4.FPGA实现及仿真结果
通过MATLAB中Simulink建立FIR滤波器模型，FPGA采用Xilinx公司的Spartan3A的XA3S200A器件，经过ISE软件综合后的滤波器顶层图如图5所示。
对自动生成得测试代码进行时序仿真，其仿真时序图如（图6）所示。
对于已在Simulink中构建完成的模型，启动仿真，其滤波前后的频谱图和时域波形图如图7-1、7-2所示。
通过滤波前后频谱分析对比发现，滤波前信号幅值基本一样，而滤波后高频信号的幅值衰减很大，从波形图分析对比发现，滤波前信号波形较密集，包含有高频成分，滤波后信号波形较疏松，滤去了高频成分。由此可知该FIR低通滤波器达到了滤波的效果。
5.结束语
研究了在FPGA中实现线性相位FIR滤波器的理论原理及设计方法，并在Xilinx FPGA器件上实现，借助ISE及MATLAB软件分别对FPGA实现结果和理论算法结果进行了仿真验证，经过数据分析，测试结果证明该FIR滤波器完全能够满足设计要求。
参考文献
[1]程佩青.数字信号处理（第二版）[M].北京：清华大学出版，2007，02.
[2]王世一.数字信号处理[M].北京：北京理工大学出版社，2005，07.
[3]Xilinx.System Generator for User Guide[Z].
[4]MathWorks.Filter Design HDL Coder User’s Guide[Z].
[5]李雪.基于MATLAB的FIR数字滤波器的研究[J].科技信息，2009（21）：460-463.
[6]徐文波.Xilnx FPGA开发实用教程[M].北京：清华大学出版社，2008，11.
篇11
中图分类号： TJ765文献标识码： A文章编号： 1673-5048（2016）01-0040-05
Abstract： For the characteristics of the nonlinear state equation and the unknown target maneuvering frequency on target maneuvering information estimation， the state of threedimensional linear Kalman filter is extended. The extended Kalman filter is used to design target maneuvering information estimation algorithm， and by simulation the estimate characteristics of target maneuveing frequency， acceleration and jerk under different conditions are verified. The convergence of the estimation error is simulated and evaluated， and the effectiveness of the algorithm is verified.
Key words： EKF； target maneuver estimation； nonlinear state equation
0引言
在末制导过程中， 对于非机动目标， 采用比例制导律可以达到满意的制导精度， 而且在一定的线性化简化条件下， 可以证明比例制导律的最优性。 但是目标的机动会严重影响比例导引的性能， 导致脱靶量增大。 为了改善制导回路的性能， 减小脱靶量， 需要在制导律设计中对目标机动加速度进行补偿， 如在比例制导律基础上增加目标机动补偿项而得到扩展比例制导律， 此时目标机动信息的准确性将对制导性能产生较大影响。
对于目标机动信息的估计问题， 广泛采用卡尔曼滤波方法进行处理， 在研究中一般需要假设目标的机动模型及随机机动的统计特性。 本文假设导弹采用雷达导引头， 可以提供视线角和相对距离、 弹目接近速度信息作为系统的输出， 针对寻的末制导中状态方程与观测方程非线性以及目标机动频率未知的特点， 利用扩展卡尔曼滤波器（EKF）设计目标机动信息估计算法， 对目标机动频率、 机动加速度及加加速度估计的准确性进行仿真， 验证滤波器误差的收敛性。
1扩展卡尔曼滤波算法（EKF）
若系统状态方程与观测方程为非线性形式， 则可采用扩展卡尔曼滤波器， 其处理步骤为为了减小线性化误差， 提高滤波跟踪精度， 可将非线性方程的泰勒级数截断至二阶项， 得到二阶扩展卡尔曼滤波器， 其滤波过程如下：
2基于EKF的目标机动信息估计
假设目标的机动形式为正弦机动， 实际上无论是逃逸机动还是蛇形机动， 在惯性系中都可以认为是一种正弦机动， 所以此假设具有一定的合理性。 目标正弦机动的寻的回路模型见图1。
3仿真验证
为了启动Ricatti方程式， 需要初始方差矩阵， 该矩阵表示估值中的初始不确定值。 为初始方差矩阵选择适当的值是滤波器设计的一项关键技术。 本文的仿真中， 利用真值对初始方差矩阵进行初始化， 工程上可对目标传感器的精度进行测试和评估， 然后设计合理的方差矩阵。
为了验证滤波算法的有效性， 引入一个幅值为3g且机动频率ω为2 rad/s的目标正弦机动， 利用EKF滤波递推算法对其进行估计。 在测角方差为1 mr， 频谱密度Φs2为0且机动频率初始值为-1 rad/s的情况下， 仿真结果如图2～4所示。
从图2～4可以看出， 机动频率初始值为-1 rad/s的情况下， 目标机动频率估值在稳态为-2.5 rad/s左右， 模值基本接近真值。 在测角方差为1 mr的情况下， 加速度和加加速度的估值在大部分情况下严重偏离真值， 只是在飞行时间末端收敛在真值附近。 将测角方差降低至0.1 mr且机动频率初始值为1 rad/s， 仿真结果如图5～9所示。
从图5～9的仿真结果可看出， 在降低测量噪声及机动频率初值误差较小的情况下， 加速度和加加速度在大部分飞行时间内都得到准确的估计， 机动频率也很快收敛到真值附近， 估值误差与理论值较相符。
4结论
本文针对目标机动信息估计时状态方程非线性及目标机动频率未知的特点， 利用扩展卡尔曼滤波器（EKF）完成了目标机动信息滤波算法的设计。 仿真验证表明在较小测角噪声下滤波器对目标机动频率、 机动加速度及加加速度具有良好的估计准确性， 可以为制导系统及制导律提供更良好准确的目标机动信息， 改善制导系统精度。
参考文献：
[1] 马克茂，贺风华， 姚郁.目标机动加速度的估计与导引律实现[J]. 宇航学报， 2009， 30（6）： 2213-2219.
[2] 范红旗， 樊建鹏， 付强. 机动目标运动建模技术综述[C]∥ 国防科大电子科学与工程学院2011年会论文集， 2012.
[3] Zarchan P. Tactical and Strategic Missile Guidance [M]. AIAA， 1997.
[4] 安相宇， 董朝阳， 王青. 一种基于EKF 技术的天线罩瞄准误差补偿方法[J]. 系统仿真学报， 2007， 20（15）：4099-4103.
[5] Bryson A E， Ho Y C. Applied Optimal Control[M]. New York：Blaisdell， 1969.
[6] 周荻.寻的导弹新型导引规律[M].北京：国防工业出版社， 2002.
篇12
中图分类号：G712文献标识码：A文章编号：1005-1422（2014）10-0132-03 一、引言
随着电力电子技术的快速发展，各种非线性功率器件的广泛应用，大量谐波和无功功率注入电网，造成系统效率降低，功率因素变差，严重影响电网和用电设备的安全运行[1]。有源电力滤波器（Active Power Filter，APF）通过向电网注入与原有谐波和无功电流大小相等方向相反的补偿电流，可以补偿电网的谐波和无功功率、提高电能质量、增强电网的可靠性和稳定性，其良好的滤波性能在国内外引起了广泛关注。[2]
为了滤除开关谐波，通常将L或LC滤波器引入APF中[3]。由于电网阻抗的不确定，L或LC滤波器有时难以获得理想的滤波效果。使用LCL滤波器能够克服由于电网阻抗的不确定性而影响滤波效果这一缺点，可以在较低的开关频率下，获得比L和LC滤波器更优异的性能。同LC滤波器一样，由于LCL滤波器是谐振电路，对系统的稳定性有很大影响，通常需要引入阻尼作用[4]。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并在详细介绍设计过程的基础上，给出了一个设计实例。通过实验，证明了所设计的LCL滤波器和采用的控制策略的可行性和性能优越性。
二、LCL滤波器设计
（一）并联型APF系统
三相三线制并联型 APF 主电路如图 1 所示。图中，Us为三相电源电压，Ui为逆变器输出电压，is为三相电源电流，iL是由非线性负载引起的负载电流，i2为补偿电流，Cdc和Udc分别表示逆变器直流侧电容的容值与电压值。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL负载。L1为逆变桥侧滤波电感，L2是电网侧滤波电感，Cf为滤波电容。
图1三相三线制并联型 APF 系统主电路
下面以我们设计的三相三线制并联型有源电力滤波器样机为例，设计输出LCL滤波器。设计所涉及的系统具体参数如下：系统的额定功率P=66kW；电网基波频率f=50Hz；电网线电压有效值UN=269V；主电路直流侧电容电压Udc=700V；额定输出电流Im=100A；主电路开关管的开关频率fsw=9600HZ；APF需要补偿的谐波次数N=60。根据以上的推导和代入相关参数，设计LCL滤波器参数如下。
（二）设计输出总电感值
并联型APF的补偿性能主要决定于输出补偿电流对于参考电流的跟踪能力，而APF的输出电感值决定了补偿电流的跟踪速度，对其性能有很大影响。在一定的直流母线电压和交流电压条件下，电感值越大，电流的纹波越小，但电感的电流变化率会变小，导致电流跟踪能力减弱，同时电感值的增大也会造成设备成本的增加；反之，电感值越小，电感中电流变化率就越大，APF的动态响应速度就越快，但电流的变化也越剧烈，容易造成系统振荡冲击，工作不稳定。实际应用中，通常在保证补偿性能的前提下，尽量选择较小的电感值。因此，根据补偿电流最大允许纹波条件决定逆变器总电感的取值为：
L总Udc8fswimax=Udc8fsw・20%Im=7008×0.2×9600×100
=0.45mH
其中，imax为开关频率处谐波电流允许的最大脉动，一般取20%的额定输出电流Im。
（三）确定逆变器侧电感L1和网侧电感L2的电感量
・问题探讨・并联型有源电力滤波器输出LCL滤波器的设计已有论文证明，若L1和L2均分总滤波电感量，则滤波器有最佳的滤波效果。考虑到逆变桥纹波电流由L1决定，较高的纹波电流将导致功率模块和电感较大的损耗；而电网侧电感L2过大，会降低APF的动态性能。因此，在谐振频率和无功要求都满足时，L2取值应尽量小。所以，L1比L2应适当取大。通常，为总滤波电感量的60%～70%是较为合理的。综合考虑滤波效果和纹波电流影响，我们取L1和L2的电感量分别为：
L1=0.6L总=0.6×0.45=0.27mH
L2=0.4L总=0.4×0.45=0.18mH
（四）确定滤波电容Cf
电容Cf支路对基波和低频谐波呈现出高阻抗，但是对于高频谐波呈现低阻抗，高次谐波流经电容支路会产生无功电流，注入的无功电流与电容值成正比，导致系统侧功率因数下降；系统的谐波电流衰减比与电容值成反比，电容值越大系统的谐波衰减比越小，但是电容值的增大带来的负面影响是不可忽略的，减小谐波衰减比可以利用其他的参数配置来实现。选取电容的原则是电容值应该选择地尽量小，以保证它带来的影响可以完全忽略。电容的选择与系统的额定功率有关，通常经验上将系统额定功率的百分之五作为滤波电容引起的无功功率的阈值，不超过该阈值即可：
Cf5%P3×2∏fU2N=0.05×660003×2×3.14×50×2692
=48μF
其中，P为系统的额定功率；f为电网基波频率；UN为电网线电压有效值。
另外，滤波电容Cf的取值将影响整个LCL滤波器的谐振频率fres。一方面，要使LCL滤波器取得一定的高频衰减特性，谐振频率fres应足够低，即当总滤波电感一定时，滤波电容Cf在满足无功要求时，应尽量大。另一方面，经过LCL滤波器除了有高频开关谐波外还包括补偿的低次谐波。当fres过小时，低次谐波电流将通过LCL滤波器得以放大，使补偿效果变差。为避免电网电流畸变，fres应该尽量取高值。对于其他场合应用的LCL滤波器，一般要求谐振频率位于10倍基频和一半开关频率之间。但在APF中，这个设计规则显然需要修改，要求谐振频率位于APF补偿的最大谐波频率和一半开关频率之间，谐振频率应尽量靠近开关频率的一半，以保证在高频衰减的同时，避免低次谐波被放大。
Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz
其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。
由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。
综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。
（五）确定阻尼电阻Rd
当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：
fres=12∏L1+L2L1L2Cf
=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6
=4131Hz
阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：
Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω
根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。
三、实验结果
为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]
图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。
图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。
（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流
图3 稳态时系统的电压和电流实验波形
四、结论
LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。
参考文献：
[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.
[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.
[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.